探地雷達(GPR，ground penetrating radar)以其無損探測特性在很多領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用，其探測原理是：利用天線向地下發(fā)射高頻寬帶電磁波，然后接收來自地下介質(zhì)界面的反射回波，通過對回波信號的處理和分析，推斷地下介質(zhì)的結(jié)構(gòu)。而沖擊型探地雷達以其結(jié)構(gòu)簡單，攜帶的回波信息豐富等特點受到了廣泛的重視。以下所涉及的探地雷達均指沖擊型探地雷達。 　　由于傳播路徑上的急劇損耗，使得天線接收到的回波信號動態(tài)范圍極大，一般可達150dB。雷達接收系統(tǒng)中A/D轉(zhuǎn)換器的動態(tài)范圍一般只能達到80～90dB，難以滿足雷達系統(tǒng)的要求。同時，由于深層目標回波幅度小，如不對其處理將嚴重影響探地雷達的探測深度和分辨率。為提高雷達的探測深度和分辨率，同時提高接收系統(tǒng)的動態(tài)范圍，為此，本文采用AD603設(shè)計了一時變增益放大器對回波信號進行處理，通過對不同時間的回波信號給以不同的增益來補償A/D轉(zhuǎn)換器的動態(tài)范圍的不足，達到與回波信號動態(tài)范圍相匹配的目的。 　　1.時變增益放大器的設(shè)計 　　所謂時變增益放大器簡而言之就是放大器的增益是時間的函數(shù)。由于在探地雷達系統(tǒng)中，時間實際對應(yīng)著目標離天線的距離，從這個角度講，在雷達系統(tǒng)中，它可以稱為距離增益放大器。其作用機理就是對近距離目標的散射回波采用衰減或較低增益放大，而對遠距離目標的散射回波采用較高增益放大，使進入到數(shù)據(jù)采集電路的回波信號變得相對平穩(wěn)。最終淺層目標回波的強信號被衰減或抑制，避免了放大器發(fā)生飽和過載或者放大器輸出超出A/D轉(zhuǎn)換器的輸入范圍;深層目標回波的弱信號得到有效放大，以保證目標信號的獲取和辨別。 　　設(shè)計時變增益放大器的方案有很多種，鑒于探地雷達系統(tǒng)的要求，本文采用美國Analog Devices公司生產(chǎn)的新型壓控放大器AD603來實現(xiàn)時變增益放大器，AD603具有低噪聲、寬頻帶、增益和增益范圍可調(diào)整、增益值(dB)隨外部控制電壓線性變化、帶寬不隨增益變化等優(yōu)點，完全能夠滿足雷達系統(tǒng)的要求。其原理圖如圖1所示。 　　圖1 AD603原理圖 　　從原理圖可以看出AD603的內(nèi)部結(jié)構(gòu)分成3個功能區(qū)：增益控制區(qū);無源輸入衰減區(qū);固定增益運放區(qū)。增益控制區(qū)的控制電壓控制衰減器的連續(xù)衰減。就像使圖中固定增益運放同相端的箭頭在0～-42.14dB之間滑動一樣。AD603的增益范圍、頻帶寬度由VOUT與FDBK的連接方式確定。當VOUT與FDBK短接，增益范圍為一10～30dB，頻帶寬度為90MHz;當輸出端VOUT與反饋端FDBK間接2.15kΩ電阻.反饋端FDBK通過5.6pF接地時，增益范圍為0～40dB，頻帶寬度為30MHz;當VOUT與FDBK開路，反饋端FDBK通過18pF接地時，增益范圍為10～50dB，頻帶寬度為9MHz。一旦增益范圍確定以后，整個放大器的頻帶寬度也就確定下來.并且在增益變化范圍內(nèi)，帶寬不隨增益的變化而變化。這是因為增益的調(diào)整是通過固定增益運放前的R一2R梯形電阻衰減網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)的，而不是改變運放的反饋電阻，所以整個放大器的帶寬不受增益調(diào)整的影響。 　　由于探地雷達回波信號的動態(tài)范圍極大，為了對深層的微弱回波信號提供較大的增益，便于后續(xù)的數(shù)據(jù)采集與處理。具體實現(xiàn)時采用了兩級AD603級聯(lián)的方式實現(xiàn)可變增益放大，并且前后兩級的增益范圍均設(shè)置為0～40dB。這樣，兩級放大電路總共能提供0～80dB的可變增益范圍，可以滿足探地雷達擴展動態(tài)范圍的需求。同時，為了盡可能提高兩級放大電路的信噪比，降低前一級放大器產(chǎn)生的噪聲被后一級放大器放大的可能性，兩級放大器采用了順序控制連接方式，電路原理如圖2所示。 　　圖2 可變增益放大電路原理圖 　　為盡可能減少兩級放大器級聯(lián)以后的頻帶損失，改善放大器的低頻響應(yīng)特性，從而避免了探地雷達回波信號中的低頻分量的損失，設(shè)計時選用了直接耦合方式。由于單級放大器的增益變化范圍設(shè)置為0～40dB時.其帶寬為30MHz。兩級放大器級聯(lián)以后，總的放大器3dB帶寬會減小，此時的帶寬約為21MHz，但提高了動態(tài)范圍。 　　對于天線中心頻率為100MHz的探地雷達，其回波信號的最高頻率分量約為150MHz。假設(shè)發(fā)射脈沖重復頻率為300kHz，采樣時間間隔為0.1ns，可以得到等效采樣變換后的回波信號最高頻率分量為： 　　可以看出，采樣變換后的信號最高頻率分量遠小于放大器的帶寬，可以保證信號被放大以后沒有頻率失真。 　　經(jīng)過實測發(fā)現(xiàn)，等效采樣變換后的回波信號最大幅度約為土2.5V，而AD603的最大允許輸入電壓為±1.4V。如果將回波信號直接輸入，會造成輸出信號失真，嚴重時會造成AD603損壞，所以必須先對輸入信號進行衰減。因為AD603的輸入阻抗為100Q，所以在輸入信號與AD603輸入端之間串聯(lián)一個100Q電阻R，構(gòu)成一個1：1的電阻分壓器對輸入信號進行衰減。衰減后的信號最大幅度約為±1.25V，確保在AD603的允許輸入電壓范圍內(nèi)?？紤]到在某些異常情況下，輸入信號經(jīng)衰減以后最大幅度仍然大于±1.4V，因此這里采用D1D2D3D4個二極管分別兩兩同向串聯(lián)，然后反向并聯(lián)于AD603輸入端與模擬地之間。利用二極管的單向?qū)щ娂癙N結(jié)正向?qū)▔航导s為0.7V(對硅材料而言)的特性，對輸入信號進行限幅，限幅后的信號最大幅度恰好約為土1.4V，滿足AD603的輸入電壓要求。基于同樣道理，在第2級AD603的輸入端使用4個二極管D、D、D、D。對信號進行限幅，將其幅度限制在±1.4V以內(nèi)。 　　2.時變增益放大器調(diào)零電路的設(shè)計 　　由于AD603有大約20～30mV的輸出失調(diào)電壓(直流偏移電壓)，當兩極AD603之間采用直接耦合方式時，前一級AD603的輸出失調(diào)電壓會被后一級AD603所放大。當后級增益較大時，放大后的回波信號直流電位會大大偏離零點，導致輸出信號波形的上半周或下半周被削去一部分，產(chǎn)生嚴重的非線性失真。而且由于前級接收和取樣門電路也會帶來直流偏移電壓，即第1級AD603的輸入信號中就含有直流偏移成分，因此經(jīng)兩級放大電路放大以后的直流偏移會更加嚴重?；谝陨显?，這里必須設(shè)計一個直流偏移調(diào)零電路對輸出信號的直流電位進行調(diào)整，使輸出信號幅度達到最大時不產(chǎn)生非線性失真。 　　由于AD603本身沒有調(diào)零控制端，所以只能在第1級AD603之前再加一級直流偏移調(diào)零電路。具體設(shè)計時可考慮采用由運算放大器組成的反相加法放大器，在運放的反向輸入端，通過另一輸入回路輸入一個直流電壓，與輸入的回波信號進行相加運算，抵消其中的直流偏移分量，而不會對回波信號本身產(chǎn)生影響，從而達到直流偏移調(diào)零的目的。當然，使用運放構(gòu)成直流偏移調(diào)零電路還有另外一個原因，即由于AD603的輸入阻抗很低(約為100Q)，若直接與天線系統(tǒng)的取樣保持電路的輸出相連，可能會出現(xiàn)驅(qū)動電流不足的問題。而運算放大器的輸入阻抗高，輸出阻抗低。它連接于天線系統(tǒng)的輸出與AD603的輸入之間，可使前級取樣保持電路輸出不至于有過高的負載，還可輸出足夠大的電流驅(qū)動AD603，起到隔離和緩沖的作用，使前后級電路的阻抗達到匹配。圖3為設(shè)計實現(xiàn)的直流偏移調(diào)零電路原理圖。圖中的運放采用了美國AnalogDevices公司生產(chǎn)的超低噪聲、超低失真運算放大器AD797。 　　圖3 可變增益放大器直流偏移調(diào)零電路原理圖 　　該直流偏移調(diào)零電路的調(diào)整方式有2種：一種是手動調(diào)整方式，一種是自動調(diào)整方式。需要注意的是，這里的調(diào)零與普通運放的調(diào)零不同，不再是針對單級的調(diào)零，而是針對多級的調(diào)零，即對整個放大電路系統(tǒng)的輸出進行直流電位補償。在實際的雷達系統(tǒng)中，采用了自動調(diào)整方式進行調(diào)零。所謂自動調(diào)整方式，就是在正式數(shù)據(jù)采集之前的初始化階段，由計算機根據(jù)預采集得到的回波信號數(shù)據(jù)，計算出其中的直流偏移量。然后將這個偏移量送到數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC，digital-to-analog converter)，轉(zhuǎn)換出的模擬電壓就是直流偏移調(diào)零電路所需的直流電位偏移補償電壓。 　　3.實測結(jié)果 　　當然在實際的使用模塊中還包括有源濾波器和時變增益控制器的設(shè)計，由于篇幅的原因，在這里不對這2個模塊作細致的描述。其中的時變增益控制器模塊采用基于DSP和FPGA的設(shè)計方案，其流程如下：首先在PC機上設(shè)置好時變增益曲線，經(jīng)過計算以后得到一個A掃描中的每個點的增益值大小。然后將這些增益值作為工作參數(shù)通過USB接口傳遞給雷達主機中的DSP。DSP收到這些參數(shù)后原樣轉(zhuǎn)發(fā)給FPGA。FPGA再將這些增益值存儲起來。數(shù)據(jù)采集開始以后，F(xiàn)PGA在外同步信號的控制下，依次讀出原先存儲的增益值，并送至D/A轉(zhuǎn)換器進行轉(zhuǎn)換，得到一個隨時間變化的電壓信號。此信號的形狀與PC機上設(shè)置的時變增益曲線基本一致。用此信號去控制可變增益放大器，即可以得到我們所需的時變增益。在實際的探地雷達的時變增益控制一般預先設(shè)定2個閾值判斷電壓，即設(shè)高閾值電壓為2V，低閾值電壓為1.8V，那么如果放大后的回波信號電壓峰值大于2V，就判定為增益過高，要進行降低增益處理;如果放大后的回波信號電壓峰值小于1.8V，就判定為增益過低，要進行提高增益處理。 　　采用上述設(shè)計思路所設(shè)計出的時變增益放大器被用于實際的雷達樣機中，通過示波器觀察到的時變增益放大后的回波信號如圖4所示，從圖示可以看出，它滿足雷達系統(tǒng)的要求，回波信號幅度相對平穩(wěn)，保證了目標信號的獲取和識別。 　　圖4 時變增益放大后的回波信號 　　結(jié)語 　　本文總結(jié)了基于的時變增益放大器設(shè)計，并給出了詳細的設(shè)計思想和原理電路圖，經(jīng)過實測結(jié)果表明，文中所設(shè)計的時變增益放大器能滿足雷達系統(tǒng)的需求，具有很強的實用價值。 (mbbeetchina)