數(shù)字接收機中高性能ADC和射頻器件的動態(tài)性能要求

蜂窩基站(BTS：基站收發(fā)器)由多個不同的硬件模塊組成，其中之一就是完成RF接收(Rx)及發(fā)送(Tx)功能的收發(fā)器(TRx)模塊。在老式模擬AMPS及TACS BTS中，一個收發(fā)器只能用于處理一路全雙工Rx和Tx RF載波，若要實現(xiàn)要求的呼叫覆蓋率就需要很多個收發(fā)器才能提供足夠的載波。如今在全球范圍內(nèi)，模擬技術(shù)已被CDMA和WCDMA所取代，歐洲也已在10年前就采用了GSM。在CDMA中，多個主叫用戶使用同一個RF頻率，這樣一個收發(fā)器就可同時處理多個主叫用戶的信號。截至目前已有多種CDMA和GSM的設(shè)計方案，BTS制造商也一直致力于探索可降低成本和功耗的方法，對單載波解決方案進行優(yōu)化或開發(fā)多載波接收機就是行之有效的方案。圖1是BTS設(shè)備常用的欠采樣接收機的結(jié)構(gòu)框圖。

圖1中，Maxim的2GHz MAX9993和900MHz MAX9982混頻器可為許多設(shè)計提供所需的增益和線性度，而且具有極低的耦合噪聲，這樣就不再需要那些損耗較高的無源混頻器。MAX2027和MAX2055工作在接收機的第一、二中頻級，此兩款器件在其整個增益調(diào)節(jié)范圍內(nèi)OIP3均可達到+40dBm。在圖1電路中數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器采用的是MAX1418 (15位、65Msps)和MAX1211 (12位、65Msps)，此外Maxim的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器產(chǎn)品還有其它采樣速率的器件，可滿足大多數(shù)設(shè)計要求。若將圖1中的第二下變頻器省去(虛線中所示)，那么圖1所示電路就變成了單路下變頻器結(jié)構(gòu)。

Maxim公司的低噪聲ADC： MAX1418
圖1所示的欠采樣接收機結(jié)構(gòu)對ADC的噪聲和失真有著嚴格的要求。在接收機中，電平較低的有用信號單獨被數(shù)字化或同時伴隨有無用的、需要倍加關(guān)注的大幅度信號，因此要想使接收機正常工作，ADC的有效噪聲系數(shù)要按這兩種信號的極端情況(即有用信號最小、無用信號達到最大值)來計算。對于小的模擬輸入信號，ADC的噪聲基底中占支配地位的是熱噪聲和量化噪聲，決定了ADC的噪聲系數(shù)(NF)。

實際上，小信號條件下的ADC有效噪聲系數(shù)一經(jīng)確定，模擬電路(RF或IF)的級聯(lián)噪聲系數(shù)也就隨之確定。ADC前級電路的最小功率增益應(yīng)滿足接收電路的噪聲系數(shù)要求，通常該功率增益值以ADC過載前接收機所能容許的最大阻塞電平或最高干擾電平為上限。在BTS中，如果不采用自動增益控制(AGC)，ADC的動態(tài)范圍一般無法同時滿足電路噪聲系數(shù)(接收機靈敏度)和最大阻塞兩方面的要求，AGC電路可以放在RF級或IF級電路中,也可在兩級電路中同時包含AGC電路。

MAX1418系列的其它產(chǎn)品對f_INPUT = f_CLOCK/2的基帶應(yīng)用特別適用。當轉(zhuǎn)換器工作在這個頻率范圍內(nèi)，采用這些基帶特性極佳的器件，將具有最佳的動態(tài)范圍。這些產(chǎn)品中包括針對65Msps時鐘速率的MAX1419及針對80Msps時鐘速率的MAX1427，它們的基帶SFDR(無雜散動態(tài)范圍)均可達到94.5dBc。

表1所列是MAX1418的主要技術(shù)參數(shù)。
表1. MAX1418電特性

圖2給出了無阻塞情況下ADC的噪聲分布，這里假定在ADC之前的所有模擬電路的總級聯(lián)噪聲系數(shù)為3.5dB，同時假定設(shè)計目標是ADC導致的總噪聲系數(shù)的惡化不超過0.2dB，以滿足CDMA基站接收機的靈敏度要求。這樣一個噪聲系數(shù)值應(yīng)該為空中接口留有足夠的余量，不過最終結(jié)果取決于末級檢波器的Eb/No (比特能量與噪聲功率頻譜密度的比值)的要求?；诒?的MAX1418的熱噪聲+量化噪聲基底,當器件時鐘為61.44Msps (50x碼片率)時，其等效噪聲系數(shù)為26.9dB。由于采用了過程增益控制，1.23MHz CDMA頻道帶寬下的ADC噪聲比Nyquist寬帶下的ADC噪聲低14dB。一般情況下，為了獲得3.7dB的接收機級聯(lián)噪聲系數(shù),總增益要達到36dB。

當ADC前端增益為36dB時,天線端超過-30dBm的單音阻塞電平將超出ADC的輸入量程。cdma2000蜂窩基站標準規(guī)定，天線端允許的最大阻塞電平為-30dBm，此時，前端增益就需要降低6dB，這樣在標準規(guī)范允許的余量范圍之內(nèi),允許加到ADC上的最大阻塞信號更大一些。假設(shè)留有2dB的余量，前端增益減小6dB就可使天線端的最大阻塞電平變?yōu)?26dBm，ADC的最大允許輸入信號變?yōu)?4dBm (見圖4)。當出現(xiàn)單音阻塞時，蜂窩標準允許總的干擾(噪聲+失真)相對于參考靈敏度來說惡化3dB，可這3dB在噪聲和失真之間如何分配就留給了設(shè)計人員。

假設(shè)：出現(xiàn)阻塞信號時，AGC增益為6dB，設(shè)計允許RF前端級聯(lián)噪聲加失真可以使NF下降1dB (標稱值為3.5dB)。當ADC前端增益僅為30dB時，ADC的SNR決定了其有效噪聲系數(shù)為29.4dB，級聯(lián)接收機在'阻塞條件'下的噪聲系數(shù)為5.7dB，這比根據(jù)接收機靈敏度計算出來的3.7dB的噪聲系數(shù)低了2dB。由于在此計算當中未將雜散特性考慮在內(nèi)，ADC的無雜散動態(tài)范圍(SFDR)還允許額外降低1dB。當存在阻塞信號時，SINAD可被用于計算有效NF，不再分別計算噪聲和SFDR基值。

MAX1211允許一次下變頻結(jié)構(gòu)
如果在較高的IF段能夠獲得足夠的SNR和SFDR指標，欠采樣電路可以用于一次下變頻結(jié)構(gòu)。Maxim公司的MAX1211 12位、65Msps轉(zhuǎn)換器就是采用這一結(jié)構(gòu)設(shè)計的，它的引腳與即將推出的80Msps及95Msps轉(zhuǎn)換器兼容，此系列器件可對頻率高達400MHz的輸入信中頻號進行直接采樣，此外，它還具有其它先進的性能，如時鐘輸入可以是差分信號也可是單端信號，時鐘占空比可以在20%到80%之間，另外，還設(shè)計有數(shù)據(jù)有效指示器(以簡化時鐘及數(shù)據(jù)時序)，采用小型40引腳QFN (6 x 6 x 0.8mm)封裝，二進制補碼和格雷碼數(shù)字輸出格式。表2列出了模擬輸入頻率為175MHz時MAX1211的典型交流特性。

表2. MAX1211電特性

不同結(jié)構(gòu)的雜散考慮
如果需要進一步節(jié)省元件數(shù)、線路板空間，降低功耗及成本，可采用下面給出的一次變頻結(jié)構(gòu)。假定設(shè)計的cdma2000接收機工作在PCS頻段，采樣速率為61.44Msps，合成器基準頻率為30.72MHz，第一中頻的中心選在6階Nyquist頻段169MHz，帶寬約為1.24MHz。對于DDS結(jié)構(gòu)，采用相同的169MHz第一中頻，第二中頻的中心頻率在46.08MHz的2階Nyquist頻段。

表3. 用于SDC和DDC架構(gòu)的假設(shè)雜散特性

Maxim的IF放大器：MAX2027 & MAX2055
Maxim公司也提供每級增量為1dB的數(shù)控增益、高性能IF放大器。MAX2027就是一種數(shù)控增益放大器(DVGA)，采用單端輸入/單端輸出方式，可工作在50MHz至400MHz頻率范圍內(nèi)，其最大增益時的噪聲系數(shù)只有5dB。MAX2055則是單端輸入/差分輸出的DVGA，可在30MHz至300MHz頻率范圍內(nèi)驅(qū)動高性能ADC。在MAX2055的差分輸出和ADC差分輸入之間可以采用一個升壓變壓器，變壓器提供差分驅(qū)動，有利于輸出信號之間的平衡。這兩個DVGA工作在5V偏置，整個增益設(shè)置范圍內(nèi)具有+40dBm的OIP3。更詳細的內(nèi)容可參考Maxim網(wǎng)站上(www.maxim-ic.com.cn)的相關(guān)資料。

Maxim的高線性混頻器：MAX9993 & MAX9982
在接收電路中，混頻器往往承受對性能要求更加嚴格的較大的輸入信號。理想狀態(tài)下，混頻器輸出信號的幅值和相位與輸入信號的幅值和相位成正比，而且這種比例關(guān)系與LO信號無關(guān)。根據(jù)這一假設(shè)，混頻器的幅度響應(yīng)與RF輸入呈線性關(guān)系，且與LO輸入信號無關(guān)。

然而，混頻器的非線性會產(chǎn)生一些不希望的混頻信號，稱之為雜散響應(yīng)，這些雜散信號是由到達混頻器RF端口、并不希望出現(xiàn)的信號產(chǎn)生的IF頻段的響應(yīng)。無用的雜散信號將干擾有用的RF信號的工作，混頻器的IF頻率可由下式給出：

f_IF = ± m f_RF ± n f_LO這里，IF、RF和LO分別是各自端口的信號頻率，m和n是將RF和LO信號混頻后的諧波階數(shù)。

集成(或有源)平衡混頻器(比如Maxim公司的MAX9993和MAX9982)，由于其性能優(yōu)于無源混頻方案而備受關(guān)注。當m或n為偶數(shù)時,平衡式混頻器能夠抑制一定的雜散響應(yīng)，2次諧波性能更加優(yōu)異。理想的雙平衡混頻器可以抑制m或n(或兩者)為偶數(shù)的所有響應(yīng)。在雙平衡混頻器中，IF、RF和LO端口之間都是相互隔離的。采用設(shè)計合理的非平衡變壓器,混頻器可以在IF、RF和LO頻帶交迭。MAX9993和MAX9982特點包括：低噪聲系數(shù)，內(nèi)含LO緩沖器，低LO驅(qū)動，允許兩路LO輸入的LO開關(guān)，極好的LO噪聲特性等,此外,在RF和LO端口還集成有RF非平衡變壓器。

Ｍaxim的這些混頻器內(nèi)都嵌有LO噪聲性能極好的LO緩沖器，降低了對LO電源的要求。通常LO噪聲與電平較高的輸入阻塞信號相混合會降低接收靈敏度。MAX9993和MAX9982內(nèi)含低噪聲LO緩沖器，可在出現(xiàn)阻塞時減輕對接收靈敏度的影響。例如，假設(shè)VCO輸入信號的邊帶噪聲是-145dBc/Hz，MAX9993的LO噪聲特性的典型值是-164dBc/Hz，這樣復合邊帶噪聲就只下降了0.05dBc/Hz到-144.95dBc/Hz。采用這種方法，用戶不僅為混頻器提供一個電平較低的LO信號，還能確保接收機的混頻特性不會因MAX9993內(nèi)置LO緩沖器的性能而降低。

此外，還有一種棘手的2階雜散響應(yīng)，也稱為半中頻(1/2 IF)雜散響應(yīng)，對于低端注入，混頻器階數(shù)為：m = 2、n = -2；對于高端注入，混頻器階數(shù)為：m = -2、n = 2。低端注入時，引起半中頻寄生響應(yīng)的輸入頻率比希望的RF頻率低f_IF/2(圖4)。所希望的RF頻率為1909MHz,與1740MHz的LO頻率進行混頻，得到的IF頻率為169MHz。雖然，CDMA的RF和IF載波頻寬為1.24MHz，但在這里表示成一個頻率為中心載頻的單頻信號。在這個例子中， 1824.5MHz頻率的無用信號造成了169MHz的半中頻雜散成份：

驗證:
2 x f_Half-IF - 2 x f_LO =
2 x (f_RF - f_IF/2) - 2 x (f_RF - f_IF) =
2 x f_RF D 2 x f_IF/2 - 2 x f_RF + 2 x f_IF = f_IF

由此可得到：
2 x 1824.5MHz - 2 x 1740MHz = 169MHz

抑制總量(也稱為2x2雜散響應(yīng))可根據(jù)混頻器的第二截點IP2來預測，圖5給出了2x2 IMR或雜散值(來自Maxim的MAX9993數(shù)據(jù)資料)。注意：圖中信號電平是用輸入IP2 (IIP2)性能計算的混頻器輸入電平。

具體的計算公式如下：