導(dǎo)語：同步整流技術(shù)采用通態(tài)電阻極低的電力MOSFET來取代整流二極管，能大大降低整流電路的損耗，提高DC/DC變換器的效率，滿足低壓、大電流整流器的需要。本文將從同步整流電路的原理圖著手，介紹電力MOSFET的反向電阻工作區(qū)及同步整流技術(shù)的基本原理并對同步整流電路中的驅(qū)動電路和柵極電壓波形進行分析。

丨DC/DC變換器損耗

DC/DC變換器的損耗主要由3部分組成:功率開關(guān)管的損耗、高頻變壓器的損耗、輸出端整流管的損耗。在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導(dǎo)通壓降較高,輸出端整流管的損耗尤為突出。

快恢復(fù)二極管或超快恢復(fù)二極管可達1.0~1.2V，即使采用低壓降的肖特基二極管,也會產(chǎn)生0.4V~0.8V的壓降,導(dǎo)致整流損耗增大,電源效率降低。

因此,傳統(tǒng)的二極管整流電路已無法滿足實現(xiàn)低電壓、大電流開關(guān)電源高效率、小體積的需要，成為制約DC/DC變換器提高效率的瓶頸。

丨同步整流原理

同步整流是用通態(tài)電阻極低的電力MOSFET來取代整流二極管以降低整流損耗的一項新技術(shù)。

低壓大電流的電力MOSFET的導(dǎo)通壓降與二極管相比要低的多。如型號為FOP140N03L的MOSFET(UDs=30V,ID=140A)，導(dǎo)通電阻僅為3.8mΩ,若負載電流為20A,則導(dǎo)通壓降為76mV。因此采用低壓電力MOSFET作為整流器件可提高電路效率,減輕散熱壓力，有利于實現(xiàn)此類電源的小型化。

整流電路中電力MOS-FET的導(dǎo)通方向應(yīng)該是從源極S到漏極D，很多人會認為該電路圖出現(xiàn)了錯誤，以為實際的同步整流電路應(yīng)為圖2所示，即將圖1中的MOSFET管V1和 V2方向顛倒。

實際上，圖2電路是無法正常工作的。當(dāng)變壓器副邊電壓uT處于上正、下負時，應(yīng)該驅(qū)動V1導(dǎo)通，而V2截止。由于a點電位低于o點電位，V2內(nèi)部附加的反并的二極管VD2導(dǎo)通，不但造成負載無法得到能量，變壓器副邊也會通過兩個電力MOS-FET形成短路。

部分人對同步整流的原理之所以難以理解，是因為沒有了解到電力MOSFET的正柵壓反向輸出特性。

實際上，電力MOSFET除需要介紹非飽和區(qū)、飽和區(qū)和截止區(qū)外，還應(yīng)考慮反向電阻區(qū)，如圖3所示。為了和反向電阻區(qū)的定義相對應(yīng)，應(yīng)將第一象限中的非飽和區(qū)改為正向電阻區(qū)(圖3)。

若在圖3中UDs<0時，對柵極施加高于UT(UT的幅值電壓)的正柵壓，柵底P型區(qū)會反型并形成導(dǎo)電溝道。由于UDs<0，漏極電流ID反向并與UDs保持線性關(guān)系，即進入反向電阻區(qū)。反向電阻區(qū)與正向電阻區(qū)具有相類似的溝道特性。也就是在圖1所示的同步整流電路中，V1和V2均工作在反向電阻區(qū)。

這是由于變壓器二次側(cè)電壓uT為交變方波，V1和V2都要承受反壓，但電力MOSFET是逆導(dǎo)器件，若工作在正向電阻區(qū)將無法實現(xiàn)整流。即作為整流使用的電力MOSFET，其柵壓脈沖應(yīng)符合下式：

式中，Ug1是正柵壓幅值。該式表明，在同步整流電路中，電力MOSFET將工作在正向阻斷的反向?qū)顟B(tài)。
為獲得上述公式所示的柵壓，最簡單的辦法就是利用變壓器二次電壓uT，這樣V1和V2將與輸入電壓uT1同步工作，這也是同步整流名稱的由來。

丨同步整流刪壓驅(qū)動電路和波形

為能更加清楚地分析同步整流的原理，對圖1進行細化。將整流器件分解成理想的MOSFET和反并聯(lián)二極管兩部分，即V1由VF1和VD1組成，V2由VF2和VD2組成(見圖6)。

圖4為對應(yīng)的柵極驅(qū)動波形，VF1和VF2的驅(qū)動電壓ug1和ug2直接從整流副邊電壓uT1獲得。

雖然該驅(qū)動方式處理起來較為簡單，但在uT1的零電壓區(qū)，由于ug1=ug2=0,VF1和VF2均處于關(guān)斷狀態(tài)。為了維持輸出電流連續(xù)，則MOSFET內(nèi)部寄生的反并聯(lián)二極管VD1和VD2會同時導(dǎo)通。但由于VD1和VD2導(dǎo)通壓降較大，電路在這一時段的損耗也會增加。

圖5為改良的同步整流驅(qū)動電路的柵極電壓波形。因為此時消除了零柵壓區(qū),保證在uT1的零電壓區(qū)仍有VF1和VF2導(dǎo)通，從而是比較理想的驅(qū)動波形。

由于同步整流電路通常用于低壓輸出電路，因此uT1幅度不高,若低于柵閥電壓UT，則不能有效驅(qū)動VF1和VF2，因此電路增加了附加繞組N3及相應(yīng)的電路,如圖6所示。

該電路以VF1和VF2的柵極電壓來自輸入電容C1和C2，以產(chǎn)生VF1和VF2的驅(qū)動信號，其時序除了要滿足式(1)的要求,還要在uT1的零電壓區(qū)內(nèi)保持足夠的柵極電壓使 VF1和 VF2導(dǎo)通。驅(qū)動電路的輸入和輸出電壓波形如圖7所示。

1)0~to時段:該時段內(nèi)uT1和uT2均處于正半周,uT2=UT2m，則VD4正偏導(dǎo)通，VD3反偏截止。UT2通過VD4對C1充電，C2被VD4的正向壓降鉗位。充電結(jié)束后ug1=UT2m-UD=USa>UT,ug2=-UD，其中UD是VD4的導(dǎo)通壓降，此時VF1反向?qū)ǘ鳹F2正向阻斷。

2)to~t時段:該時段內(nèi)uT2=0,則VD3和VD4截止,C1向C2放電,直至兩電容上電壓相等,則ug1=ug2=UT2m/2-UD=USb>UT。由于ug1和ug2均高于UT ,故VF1和VF2均處于通態(tài)，L釋放能量以維持負載電流連續(xù)。

3)t1~t2時段:該時段內(nèi)uT2=-UT2m，則VD3正偏導(dǎo)通，VD4反偏截止，uT2通過VD3對C2充電，C1被VD3的正向壓降鉗位。充電結(jié)束后ug2=UT2m-UD=USa>UT、ug1=-UD，則VF1正向阻斷而VF2反向?qū)ā?/p>

4)t2~t3時段:該時段內(nèi)uT2=0,則VD3和VD4截止,C2向C1放電,直至兩電容上電壓相等,則ug1=ug2=UT2m/2-UD=USb>UT。由于ug1和ug2均高于UT，故VF1和VF2均處于通態(tài)，L釋放能量以維持負載電流連續(xù)。

審核編輯：湯梓紅