0 引言

隨著近些年衛(wèi)星導(dǎo)航產(chǎn)業(yè)的迅猛發(fā)展，人們對射頻接收機(jī)前端芯片在面積、功耗、性能、成本等方面都有了更高的要求。混頻器因?yàn)樵谏漕l前端芯片鏈路中處于低噪聲放大器和中頻濾波器之間，它的性能指標(biāo)對整個射頻前端芯片的性能都有著重要的影響[1]，而鏡像抑制混頻器由于能夠抑制鏡像信號的干擾，在混頻器設(shè)計者中很受歡迎。本文基于傳統(tǒng)的Hartely鏡像抑制結(jié)構(gòu), 設(shè)計了一款以共射頻輸入端正交混頻結(jié)構(gòu)為核心單元的鏡像抑制混頻器，能夠很好地抑制鏡像信號的干擾。

1 Hartely結(jié)構(gòu)原理

傳統(tǒng)的Hartely鏡像抑制結(jié)構(gòu)如圖1所示，將正交的本地振蕩信號與射頻輸入信號分別進(jìn)行下變頻，然后對其中一路下變頻信號進(jìn)行濾波和90°移相操作，最后再將兩路信號求和來達(dá)到消除鏡像中頻信號的目的[2]。我們假設(shè)射頻輸入信號為ARFcos(ωRFt)，鏡像干擾信號為AIMcos(ωIMt)，本振信號頻率為ωLO，中頻信號頻率為ωIF，那么它們之間的頻率關(guān)系可以表示為式(1)：

經(jīng)過正交混頻與濾波后A1、A2兩點(diǎn)的信號可表示為式(3)、式(4)：

從式（6）中可以看出鏡像中頻信號經(jīng)過求和后被消除[3]。

上述分析僅限于理想情況下，實(shí)際中由于輸入信號相位和增益失配等原因，仍有一部分鏡像信號不能完全被消除，從而降低了鏡像抑制能力。本文設(shè)計電路中采用共射頻輸入端正交混頻結(jié)構(gòu)來降低信號相位和增益的失配，從而增強(qiáng)混頻器的鏡像抑制效果[4]。

2 電路設(shè)計

2.1 混頻器核心單元設(shè)計

本文設(shè)計的共射頻輸入端正交混頻核心單元結(jié)構(gòu)如圖2所示。

電路由4部分組成，分別是由R1-R4構(gòu)成的負(fù)載級、由M3-M10構(gòu)成的開關(guān)級、由M1-M2構(gòu)成的跨導(dǎo)級和由M11-M14構(gòu)成的尾電流源級；其中跨導(dǎo)級將射頻輸入電壓信號轉(zhuǎn)化為電流信號。開關(guān)級由本振大信號控制其交替通斷，從而實(shí)現(xiàn)混頻功能。負(fù)載級通過負(fù)載電阻將電流信號轉(zhuǎn)化為電壓信號輸出到IFIP、IFIN、IFQP、IFQN 4個端口。而尾電流源級則是由基本的鏡像結(jié)構(gòu)為電路提供穩(wěn)定的尾電流；電路中射頻輸入端采用偽差分結(jié)構(gòu)，跨導(dǎo)級的直流偏壓由直流偏置VRFM經(jīng)R9、R10分別提供。本振輸入端口的4路信號要求是正交差分的I/Q信號，一方面差分結(jié)構(gòu)可以很好地解決偶次諧波、端口泄漏和共模抑制等問題，另一方面正交信號與射頻信號混頻可為后級PPH提供正交差分的輸入信號。開關(guān)級的直流偏壓由直流偏置VLOM經(jīng)R5-R8分別提供[5]。對于負(fù)載級電路，通過加入電容C1-C6來構(gòu)成RC濾波電路，濾波電路既能保證開關(guān)級和跨導(dǎo)級工作在飽和區(qū)，也能保證對輸出的干擾頻率有衰減作用[6]。

此外在設(shè)計電路跨導(dǎo)級時采用了共射頻輸入結(jié)構(gòu)M1-M2，可以在一定程度上降低因兩路輸入正交混頻器跨導(dǎo)級不匹配而引起的中頻輸出信號的不匹配，為后級PPH提供良好的輸入信號。

2.2 無源多相濾波器設(shè)計

無源多相濾波器由基本的RC_CR電路組成如圖3所示[7]。

通過分析可以知道其傳輸函數(shù)為式(7)：

由于本文設(shè)計電路輸出中頻信號的頻率為4 MHz，帶寬設(shè)計指標(biāo)為2 MHz，在考慮RC_CR電路非理想效應(yīng)的基礎(chǔ)上，通過調(diào)節(jié)電阻R和電容C的大小，把兩個頻點(diǎn)設(shè)置為2.5 MHz和5.5 MHz[8]，設(shè)計出符合要求的兩級無源多相濾波器，如圖4所示。

由式(8)可知，假設(shè)兩級無源多相濾波器的輸入有用中頻信號IFIP、IFQP、IFIN、IFQN分別為V、jV、-V、-jV，此時鏡像中頻信號分別為V、-jV、-V、jV[9]。對于有用中頻輸入信號而言，此時圖中A、B、C、D 4點(diǎn)信號分別為式(9)～式(12)：

而對于鏡像中頻輸入信號而言，此時圖中A、B、C、D四點(diǎn)信號分別為0、0、0、0。說明此時無源多相濾波器對有用中頻信號可以通過，而對鏡像中頻信號進(jìn)行抑制。

2.3 求和單元設(shè)計

本文設(shè)計的求和電路結(jié)構(gòu)如圖5所示，電路基于簡單的疊加原理和運(yùn)放原理設(shè)計而成[10]，IP、IN、QP、QN四路輸入信號由前級PPH提供，負(fù)載部分采用純電阻串聯(lián)的方式，通過兩路數(shù)字信號C0、C1控制PMOS開關(guān)對來調(diào)節(jié)輸出阻抗的大小，進(jìn)而調(diào)節(jié)增益的大小。

當(dāng)C0=1、C1=1時：

3 仿真結(jié)果與分析

本文電路采用TSMC 0.18 μm COMS工藝設(shè)計，供電電壓取值為1.8 V，求和電路中2位數(shù)字控制信號分別取值C0=1、C1=1，L1頻點(diǎn)取值為1 575 MHz，B1頻點(diǎn)取值為1 561 MHz，輸出中頻信號均為4 MHz，由式(1)可求出L1頻點(diǎn)的鏡像頻點(diǎn)為1 567 MHz，B1頻點(diǎn)的鏡像頻點(diǎn)為1 553 MHz。利用Candence軟件中的Spectre對電路進(jìn)行仿真。

3.1 轉(zhuǎn)換增益和鏡像抑制比仿真

從圖6中可以看出，在L1頻點(diǎn)1 575 MHz處的轉(zhuǎn)換增益為24 dB，在L1頻點(diǎn)的鏡像頻點(diǎn)1 567 MHz處轉(zhuǎn)換增益為-23.83 dB，經(jīng)計算可得：

同理從圖7中可以看出，B1頻點(diǎn)處轉(zhuǎn)換增益為24 dB，B1頻點(diǎn)的鏡像頻點(diǎn)1 553 MHz處轉(zhuǎn)換增益為-23.83 dB，經(jīng)計算可得：

3.2 單邊帶噪聲系數(shù)仿真

從圖8中可以看出，針對L1、B1頻點(diǎn)單邊帶噪聲系數(shù)分別為14.88 dB、14.87 dB。

3.3 輸入1 dB壓縮點(diǎn)仿真

從圖9中可以看出，針對L1、B1頻點(diǎn)輸入P1dB分別為-23.355 2 dBm、-23.399 5 dBm。

4 總結(jié)

本文設(shè)計了一款用于GPS/BD導(dǎo)航系統(tǒng)中的鏡像抑制混頻器，混頻器采用了共射頻輸入端正交混頻結(jié)構(gòu)、PPH結(jié)構(gòu)、求和電路，在均衡轉(zhuǎn)換增益、線性度、噪聲系數(shù)等指標(biāo)的基礎(chǔ)上，有效地實(shí)現(xiàn)了對鏡像干擾信號的抑制。仿真結(jié)果表明在GPS L1和北斗B1不同頻點(diǎn)處，鏡像抑制混頻器的IRR均為47.8 dB，轉(zhuǎn)換增益均為24 dB，輸入P1dB均為-23.4 dBm，單邊帶NF均為14.9 dB，可以用于GPS/BD射頻接收機(jī)中。