反饋型電阻的工作原理是什么？

　　在一些情況下，全差分電壓反饋型放大器的穩(wěn)定性似乎受反饋電阻值很大影響—RF/RG比始終正確，這到底是因為什么呢？

　　信號需要增益時，放大器是首選組件。對于電壓反饋型和全差分放大器，反饋和增益電阻之比RF/RG決定增益。一定比率設定后，下一步是選擇RF或RG的值。RF的選擇可能影響放大器的穩(wěn)定性。

　　放大器的內(nèi)部輸入電容可在數(shù)據(jù)手冊規(guī)格表中找到，其與RF交互以形成傳遞函數(shù)的中的一個極點。如果RF極大，此極點將影響穩(wěn)定性。如果極點發(fā)生的頻率遠高于交越頻率，則不會影響穩(wěn)定性。不過，如果通過f = 1/（2πRFCin，amp）確定的極點位置出現(xiàn)在交越頻率附近，相位裕量將減小，可能導致不穩(wěn)定。

　　圖1的示例顯示小信號閉環(huán)增益與ADA4807-1電壓反饋型放大器頻率響應的實驗室結果，采用同相增益為2的配置，反饋電阻為499 ？、1 k？和10 k？。數(shù)據(jù)手冊建議RF值為499 ？。

　　小信號頻率響應中的峰化程度表示不穩(wěn)定性。RF從499 ？增加至1 k？可稍微增加峰化。這意味著RF為1 k？的放大器具有充足的相位裕量，且較穩(wěn)定。RF為10 k？時則不同。高等級的峰化意味著不穩(wěn)定性（振蕩），因此不建議。

　　圖1. 使用不同反饋電阻的實驗室結果。VS = ±5 V，VOUT = 40 mV p-p，RLOAD = 1 k？，RF值為499 ？、1 k？和10 k？。

　　圖2. 使用ADA4807 SPICE模型的模擬結果。VS = ±5 V，G = 2且RLOAD = 1 k？，RF值為499 ？、1 k？和10 k？。

　　圖3. 使用ADA4807 SPICE模型的脈沖響應模擬結果。VS = ±5 V，G = 2且RLOAD = 1 k？，RF值為499 ？、1 k？和10 k？

　　圖4. 3.3 pF反饋電容CF的脈沖響應模擬結果。VS = ±5 V，G = 2，RF = 10 k？且RLOAD = 1 k？

　　在實驗室中驗證電路不是檢驗潛在不穩(wěn)定性的強制步驟。圖3顯示使用SPICE模型的模擬結果，采用相同的RF值499 ？、1 k？和10 k？。結果與圖1一致。圖3顯示了時域內(nèi)的不穩(wěn)定性。通過在RF兩端放置反饋電容給傳遞函數(shù)添加零點，可以去除圖4所示的不穩(wěn)定性。

　　RF的選擇存在權衡，即功耗、帶寬和穩(wěn)定性。如果功耗很重要，且數(shù)據(jù)手冊建議反饋值無法使用，或需要更高的RF值，可選擇與RF并聯(lián)放置反饋電容。此選擇產(chǎn)生較低的帶寬。

　　為電壓反饋型和全差分放大器選擇RF時，需要考慮系統(tǒng)要求。如果速度不重要，反饋電容有助于穩(wěn)定較大的RF值。如果速度很重要，建議使用數(shù)據(jù)手冊中推薦的RF值。

　　忽略RF與穩(wěn)定性、帶寬和功率的關系可能妨礙系統(tǒng)，甚至阻礙系統(tǒng)實現(xiàn)完整性能。

　　如何設計一個電阻快速反饋電路？

　　如圖所示為電阻快速測估電路。該電路的核心是由555和R1、R2、R3、Rx（待測電阻）、C1等組成的多諧振蕩器。電路中電阻R4～R9為測估的已知電阻。

　　多諧振蕩器輸出信號的周期為T=0.693［R1+2（R2+R3Rx/（R3+Rx））］改變選通開關K的位置，則可改變其振蕩頻率，使揚聲器發(fā)出不同音調(diào)的信號。由于電阻R4～R9的阻值（10Ω～10MΩ）是已知的，Rx是待測電阻，通過與已知電阻的相應振蕩頻率發(fā)聲高低的比較，便可簡便迅速地判斷出待測電阻的阻值范圍。