在實(shí)際的SMPS測(cè)試中，總會(huì)看到電壓尖峰和振蕩波形，電壓尖峰和振蕩波形有哪些潛在危害呢？電壓尖峰會(huì)導(dǎo)致器件超出電壓限制，進(jìn)而受損，同時(shí)，會(huì)導(dǎo)致電路EMI性能下降。

緩沖電路可降低電壓尖峰，抑制振蕩，保護(hù)器件。

電壓尖峰和振蕩是怎么來(lái)的？感性器件和容性器件共存于一個(gè)電路中，事實(shí)上，寄生電感和寄生電容是不可避免的，當(dāng)阻尼系數(shù)小于1時(shí)，則電路的電阻組件無(wú)法有效抑制電感和電容之間的能量交換，當(dāng)出現(xiàn)激發(fā)事件時(shí)，就相當(dāng)于圖中所示的開(kāi)關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)變。

在圖1中，當(dāng)開(kāi)關(guān)狀態(tài)變化后，電容電壓變到這個(gè)等級(jí)。在圖2中，當(dāng)開(kāi)關(guān)狀態(tài)變化后，電容電壓變到這個(gè)等級(jí)，當(dāng)電容器達(dá)到第一個(gè)峰值電壓，就會(huì)開(kāi)始將能量返回電感器和電壓源。隨后，電能在電感器（電壓源）和電容器之間傳輸，振蕩由此而來(lái)。

如何限制圖1中的峰值電壓，抑制振蕩呢？通過(guò)較大的電容器續(xù)流電感器中的電流，可降低電感器峰值電壓，例如，用16uH的電感器和2A的初始電流，給256pF的電容器供電，則峰值電壓為500V，在右圖，增加了一個(gè)二極管和較大的10nF電容器，在200V初始電壓下，峰值電壓可降至213.3V,這就是RCD緩沖電路的工作原理。

一般，反激開(kāi)關(guān)中有兩種緩沖電路，一個(gè)是RCD緩沖電路，用于在MOSFET關(guān)斷時(shí)，鉗位反激初級(jí)側(cè)MOSFET的峰值電壓，另一個(gè)是RC緩沖電路，用于在MOSFET開(kāi)通時(shí)，限制整流二極管的峰值電壓，降低震蕩幅度。

在下面案例中，緩沖電路測(cè)試數(shù)據(jù)基于具有下列參數(shù)的評(píng)估板。7.2W反激變換器，輸入為90~264Vac,輸出電壓為12V，最大電流為0.6A，測(cè)試峰值漏源電壓（Vds)波形時(shí)，所用輸入為220Vac,輸出電阻為25R,輸出電流為0.48A。采用RCD緩沖電路時(shí)，峰值漏源電壓為452V，去掉RCD后，Vds為513V，表明RCD電路可將電壓尖峰降低61V。

如何確定Rsn,Csn和Dsn的設(shè)計(jì)參數(shù)呢？

RCD緩沖電路實(shí)際是將漏感內(nèi)存儲(chǔ)的電能傳輸?shù)骄彌_電容器（Csn),并通過(guò)Rsn耗散電能。

MOSFET峰值電流（Ipk)和開(kāi)關(guān)頻率根據(jù)電源設(shè)計(jì)要求確定。

設(shè)計(jì)RCD緩沖電路時(shí)，預(yù)先設(shè)定緩沖電容器電壓（Vcsn)和反射電壓（VR),VR時(shí)次級(jí)輸出繞組通過(guò)變壓器匝比的反射電壓.

當(dāng)MOSFET關(guān)斷時(shí)，Lk電流保持初始方向，忽略流向Coss的電流，假設(shè)全部電流流向Csn,相當(dāng)于電感器與電壓源串聯(lián)，為電容器充電，故可從公式1計(jì)算出漏感的放電時(shí)間。從公式2算出Lk對(duì)Csn的充電功率，進(jìn)入電容器的電能要被電阻Rsn消耗，可用公式3計(jì)算。

Tsw是開(kāi)關(guān)周期時(shí)長(zhǎng)，fsw是開(kāi)關(guān)頻率。

在反激中，臨界占空比如下，一般來(lái)說(shuō)，最大占空比在70%左右，對(duì)于80~375V的常見(jiàn)DC輸入電壓范圍，反射電壓的范圍是60~120V，計(jì)算Vcsn時(shí)，用下面的公式設(shè)置K和Prsn.

右圖是Psn/Plk與K以及Vds與K的關(guān)系。K越大，Rsn的損耗越小，Vds越高，Vcs_max取決于最大輸入電壓，MOSFET耐壓和MOSFET的電壓裕量。

例如Vin_max=375V,使用700V MOSFET，Vmar=100V,則VCsn_max為225V，同時(shí)考慮VCsn和Prs,一般建議K值比介于1.5~3n，利用k的公式，VCsn為225，Vr=75V,為該設(shè)計(jì)選擇k為3，以達(dá)到較高的效率。

確定VCsn和Vr后，通過(guò)公式4計(jì)算Rsn的值，選擇一個(gè)開(kāi)關(guān)周期放電后的最小可接受Csn(Vl)值。VL應(yīng)始終高于(Vin+Vr),VH為Vcsn的初始值.

放電時(shí)間大約等于開(kāi)關(guān)時(shí)間（Tsw).Vc上升曲線時(shí)整體RC放電曲線的一小部分。這就是Csn曲線計(jì)算公式的推導(dǎo)。

Dsn選用快速二極管，注意二極管的耐壓要大于等于MOSFET的耐壓，1A的二極管可至少滿足100W的反激。因?yàn)镈sn的正向?qū)〞r(shí)間非常短，僅有幾百納秒，左側(cè)高亮區(qū)域放大后如右圖，Dsn的反向恢復(fù)特性對(duì)Vds峰值電壓和振蕩有明顯的影響，正如實(shí)測(cè)波形所示，電感器對(duì)Csn充電后，Vcsn出現(xiàn)壓降，這源于Dsn的反向恢復(fù)，在Dsn恢復(fù)時(shí)間內(nèi)，Csn會(huì)釋放部分電能，這之后Vds小于（Vin+Vcsn),Lk和Coss將會(huì)共振一小段時(shí)間，正常情況下， Trr為500nS的Dsn可滿足數(shù)十瓦的反激功率。如果開(kāi)關(guān)頻率高，且散熱條件差，應(yīng)當(dāng)使用超快速二極管，Trr要小于100nS。

對(duì)于Dsn選用慢管，注意左側(cè)高亮區(qū)域放大后，如右圖。若選用慢管，Trr約為1.5uS，Csn將會(huì)傳輸更多電能至次級(jí)側(cè)，因此，Vcsn下降才比快速二極管大了很多。低速二極管的反向電流很軟，因而隨后的振蕩也很小。但慢管只適用于小功率，建議小于10W。因?yàn)槁軐⒊惺芨嗟墓?，Dsn內(nèi)溫度會(huì)較高。

反激次級(jí)側(cè)，MOSFET開(kāi)啟時(shí)，次級(jí)電壓Vsec的初始值介于（-Vout)和（+Vout)之間，這里以初始次級(jí)i電壓Vsec_ini等于+Vout 作為最糟糕情況進(jìn)行分析。在MOSFET開(kāi)啟器件，C的電壓將會(huì)達(dá)到（Vout+Vin/n），在這一過(guò)程中其降幅作用，可降低二極管的電壓尖峰，

首先先看提高或降低電容和電阻值分別對(duì)瞬態(tài)有何影響。當(dāng)R不變，電容越高，電壓下沖越小，越平緩地過(guò)度至穩(wěn)定狀態(tài)，但電容越高，功耗越大。當(dāng)C保持不變，電阻值最優(yōu)，可實(shí)現(xiàn)最小的下沖電壓。高于或低于最優(yōu)電阻都會(huì)提高下沖電壓。

為簡(jiǎn)化計(jì)算，我們把帶有RC緩沖的電路分解成2個(gè)二階電路，分別加以分析，將C短路，得到電路1，該電路的無(wú)振蕩條件如右圖。斷開(kāi)Cd,得到電路2，該電路的無(wú)振蕩條件也如右圖。

進(jìn)一步了解C和Cd的關(guān)系對(duì)2個(gè)二階電路的影響。使C等于m*Cd,若R能滿足下面的不等式，則兩個(gè)電路能同時(shí)滿足無(wú)振蕩條件。也可以通過(guò)圖來(lái)表示，橫軸為m，縱軸時(shí)Rcr_2和Rcr_1的比值。Y軸≤1時(shí)，m≥16.2個(gè)電路均滿足無(wú)振蕩條件，但在實(shí)際應(yīng)用中，當(dāng)C是Cd的16倍時(shí)，會(huì)引起較高損耗。在滿足效率的同時(shí)，需要全面考慮降低下沖或者振蕩的極限。一般來(lái)說(shuō)，m在2.5~10之間時(shí)可接受的。

在實(shí)際應(yīng)用中，C＝m*Cd,m通常為2.5~10,因此，如果電路1的頻率用這一公式計(jì)算，則兩個(gè)電路的固有頻率右如下關(guān)系。如果Wn1>Wn2，則電路1的峰值電壓比電路2來(lái)得早。由于功耗，m無(wú)法達(dá)到16,因此我們需要判斷哪個(gè)電路是導(dǎo)致峰值電壓得主要原因。為此，我們做一個(gè)實(shí)際的反激案例來(lái)確定RC。

通過(guò)以下6個(gè)步驟確定RC:

測(cè)量MOSFET開(kāi)啟時(shí)無(wú)RC電路的Vcd振蕩頻率。如波形所示，該頻率為40MHz；

使R=0,選擇合適得電容，將頻率降低大約一半，如波形所示，選擇C=470pF，頻率約為13MHz；

計(jì)算Cd和Lk的值。Cd=64p,Lk=266nH.(這個(gè)因?yàn)轭l率是講大概的，所以要按實(shí)際測(cè)試去算，僅參考）

計(jì)算R的功率損耗：R的功耗實(shí)際由電容C充放電造成電阻上的損耗。這里用這個(gè)公式計(jì)算出充放電損耗。R的總損耗如下。例如C=470,560,820pF的功率損耗。此外，需要使用額定功率是Pr兩倍以上的電阻。

計(jì)算臨界阻尼Rcr_1和Rcr_2，為計(jì)算較低的損耗，使用470pF電容，并用RC=33R,470pF的組合。，以及RC=47R,470pF組合來(lái)測(cè)試結(jié)果。Vin=220V,Iout=0.48A,如右圖，電阻對(duì)振蕩抑制有較好的效果。結(jié)果表明，電路2是導(dǎo)致峰值電壓的主要原因，但這不代表47R就是最終選擇。?還需要考慮其它情況。

當(dāng)電路進(jìn)入CCM模式，整流二極管出現(xiàn)反向恢復(fù)，使得Lk具有高的初始電流，導(dǎo)致Vd電壓尖峰上升。

可以看到，C=470pF,和Iout=0.48A保持不變，R下降時(shí)，峰值電壓上升，使得電路2成為峰值電壓的主要原因。然而，最糟糕的情況是當(dāng)輸出短路時(shí)，Lk會(huì)帶著最高的初始電流。這些波形顯示同樣的電容和下降的R，但輸出未短路。當(dāng)輸出短路，R下降時(shí)，峰值電壓下降。使得電路1成為導(dǎo)致峰值電壓的主要原因。因此，加入Rsn很高，會(huì)減少進(jìn)入電路2的電能，可能導(dǎo)致電路1成為導(dǎo)致電壓尖峰的主要原因。因此在CCM中，有必要降低Rsn,以減少尖峰電壓。

保持R不變，調(diào)整C。在正常工作和輸出短路的情況下，大電容可降低峰值電壓，但會(huì)增加功耗，如波形所示，C上升至一定成都后，峰值電壓的幅值會(huì)下降變緩。

最后，應(yīng)當(dāng)基于功耗，峰值電壓和EMI性能來(lái)選擇合適的RC組合。

審核編輯：黃飛

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